風作為氣象要素中最活躍的要素之一，其影響范圍涉及軍事、航海航空、工業、氣象、科學試驗等方面，因此對于風速和風向的測量顯得尤為重要，其中超聲波傳感器在風向、風速的測量中應用十分廣泛。超聲波探頭的前端電路是超聲波風速風向傳感系統的重要組成部分，實驗顯示，前端電路直接影響性能的好壞，除了要求超聲波傳感器性能優良外，與之匹配的前端電路設計也相當重要。文中設計了一種基于FPGA的超聲波傳感器前端處理電路，包括發射接收電路和信號調理電路。通過FPGA控制在壓電陶瓷片兩端加載超聲頻率的電脈沖信號，使壓電陶瓷片產生相同頻率的機械震蕩，從而在空氣中形成超聲波。反之，在接收到空氣中的超聲波以后，壓電陶瓷片會將超聲波信號轉換為交變電壓信號。在經過后續電路處理后，輸入到FPGA中進行分析，最終得到風速、風向的信息。

1 超聲波傳感器發射和接收電路

圖 1所示為超聲波傳感器的發射和接收電路。超聲波傳感器的激勵信號是由產生的，為了防止后端的發射電路電壓 (+12V)燒壞引腳，加入了隔離電路。此外，考慮對于場效應管的驅動．采用MOSFET集成驅動芯片。選用TI公司的TPS28l1D芯片。既起到隔離作用又能驅動MOSFET管，并且輸出信號總是有很快的轉換速度。

當TPS2811D芯片輸出高電平時，Q2導通，電源、Ll和4形成通路，此時，電源為L1和充電。當TPS2811D芯片輸出由高變低時，O2斷開，而電感中的電流不能突變，并且會產生阻礙電流變小的自感電動勢，L1、和D4形成通路，從而為電容繼續進行充電，當電容充滿時，電流為零，電容通過L1、D2和VR1開始反向放電，此時 VR1兩端會產生相應的電壓脈沖�？梢酝ㄟ^調節VR1的大小來調整傳感器Y1兩端的激勵電壓大小以產生不同頻率的超聲波信號。另外，場效應管Q2相當于一個容性負載，由于其PN結的作用產生寄生電容，導致關斷時需要時間變長，因此設計了由PNP晶體管(Q1) 組成的快速放電電路，寄生電容通過，Q1快速放電，以提高關斷速度。串接尺可以防止寄生電感的影響，但同時導致Q2開關速度變慢，綜合考慮，選擇的阻值為50n。

相對于傳統的超聲波傳感器大多采用大功率的場效應管和變壓器來產生高壓脈沖作為激勵信號來驅動傳感器的情況，整體電路設計的復雜度降低，電路的調試簡單，系統工作的穩定性提高了。

圖l 超聲波傳感器的發射和接收電路

接收電路相對簡單，此時超聲波傳感器將空氣中的超聲波轉化為交變電壓信號，后續電路對這個電壓信號進行處理。二極管D3是防止作為接收電路時，信號影響驅動電路。

2超聲波傳感器信號調理電路

2．1 接收抗干擾限幅電路

超聲波傳感器接收到的噪聲信號的幅值很多都在1V以上，比有用的交變電壓信號幅值要大很多，所以應在信號進入后置電路前進行限幅，如圖2所示，將兩個反相并聯的硅型二極管接到信號線與地線之間，其正向導通電壓為 0.7V，而我們所需要的有用交變信號幅值遠小于O.7V，因此可使一部分噪聲信號過濾掉。

圖 2 抗干擾限幅電路

經過電壓跟隨器的模擬信號進入第二級放大，第二級放大采用電壓負反饋反相放大，設計中放大倍數為30倍。選取R為2kQVR2為反饋電阻，其大小可根據放大倍數與電阻R來計算，即

2．2 前置放大電路

超聲波傳感器接收到的有用信號非常微弱，因此需要將超聲波傳感器輸出的交變電信號進行放大處理。

圖2為采用MAX412芯片設計的運放電路原理圖。第一級放大器作為電壓跟隨器，使用跟隨器既可以獲得較高的輸入阻抗。降低噪聲，又可以在被測信號源與數據采集電路之間起到隔離作用。為了對信號源呈現穩定的負載，在電路的輸入端并聯了一個電阻，此時放大器的等效輸入電阻約等于風。加入電容G起到了交流耦合，防止了輸入的模擬信號含有較高的直流分量時導致放大器輸出飽和。電容和電阻成實際上構成了一個高通濾波器，其高通截止頻率可以通過公式(1)計算：

本設計中，取風為10kn，C7為1 F，高通截止頻率則為16Hz。而對于本設計，輸入模擬信號的頻率范圍為200kHz，因此符合設計要求。

在此得 ~R2=60kit，可變電阻VR3為平衡電阻，其值通過下式求解，

電路中對運放進行了幾點保護。輸入端接入兩個二極管D5、D6和電阻R構成雙向限幅電路來進行輸入保護；為防止正負電源極性接反，利用二極管D7、D8的單向導通性能來保護；電容C9、C10、C11和 C12起到去耦作用，防止自激振蕩，其中c9、C1l采用 0.1 F的瓷片電容，Cl0、Cl2采用 4.7 F的鉭電容，且在電源引腳處就近接地。

2.3 帶通濾波電路

系統接收到的超聲波信號頻率是200kHz．因此應將非200kHz頻率的無用信號過濾。本設計選擇美信公司的有源濾波器MAX275。通過利用 MAX275內部的兩個二階濾波器級聯實現四階的帶通濾波器對超聲波傳感器接收信號進行濾波，如圖4所示。

圖 4 帶通濾波電路

某些電阻值可由設計人員自行確定，其他的則可以利用芯片數據手冊的公式計算方法來確定阻值，最終所得各個電阻值如表1所示。

表1 各個外接電阻值

2．4 AGC自動增益控制放大電路

為了保證接收到的超聲波交變電壓信號幅度保持一個比較穩定、合理的范圍，使用了自動增益控制放大電路。選用美國ANALOG公司的AD603芯片，且設定它的增益為一10～30dB，帶寬為90MHz，滿足由前級放大濾波后的超聲波交變電壓信號的放大要求。在使用AD603芯片前．需要對信號進行降噪聲處理，并且可以起到隔離作用，電路圖如圖5所示。

圖 5 OPA642電壓跟隨器電路

如圖6所示為AD603自動增益控制放大電路原理圖。原理是，晶體管Q4與電阻VR4構成了一個檢波器，作用是檢測電路輸出信號幅度的變化。當AD603輸出信號幅度發生變化時，晶體管Q3和晶體管Q4的兩個集電極電流之差就會隨著變化，從而使通過電容Car的電流也隨之變化。Car兩端的電壓 (自動增益控制電壓V_AGC)會隨AD603輸出信號幅度的變化而變化。當V_AGC上升時，引起增益增大，當V_AGC下降時，引起增益減小。可見通過V_AGC的自動變化就達到了自動調整放大器增益的目的。經仿真，當VR4阻值為249n時，效果最佳。電容Car的值會影響AGC的時間常數，此處取Q1F。

2．5 電壓比較電路

經過前述相關處理后，超聲波電信號仍然是交變的電壓模擬信號，不能直接送人FPGA中進行處理。在本設計中，不需要將整個的交變電壓信號轉變為相應的數字信號在FPGA中處理，因此可以采用電壓比較的方式將模擬信號裝換為數字信號。選用美信公司的MAX912比較器芯片，該比較器內部具有兩組比較器且相互獨立，并分別可以進行鎖存使能控制；另外，器件均能接受差動輸入信號并具有互補性的兼容輸出圈。由于噪聲的影響，閾值不能選取理想的0V，在此經過多次試驗后，選擇O.2V作為閾值電壓，電壓比較器電路如圖7所示，輸出端的電壓較小�？梢灾苯优cFPGA相接。

3 電路仿真

未進行任何處理的超聲波交變電壓信號中含有很多的噪聲，無法直接拿來使用，如圖8所示。

超聲波交變電壓信號經過接收抗干擾限幅電路、前置放大電路、帶通濾波電路、AGC自動增益控制放大電路和電壓比較電路后，得到的信號如圖8所示。由此可見。在經過信號調理電路后，所接收的信號已經變成可供FPGA直接使用的數字信號。

4 結論

在利用超聲波傳感器進行風速和風向測量中，超聲波探頭的前端電路對系統性能的影響非常大。本文設計的前端電路有其獨特的優點，整體電路設計的復雜度較低。電路的調試簡單，系統工作的穩定性很高。由仿真分析可知，超聲波前端發射和接收電路、信號處理電路符合設計要求，達到了預期目的。